Индуктор из инвертора: Индукционный нагреватель своими руками из сварочного инвертора

Содержание

Индуктор из сварочного инвертора

By KT , April 16, in Сварочные аппараты и мощные сетевые инверторы. Мы принимаем формат Sprint-Layout 6! Экспорт в Gerber из Sprint-Layout 6. Уже определился с управлением,разобрал на лакировку,соберу буду испытывать кабеля. Регулярно читал форум про сварочник из деталей старых телевизоров,собрал пару штук, но наткнулся на несколько видеороликов и заинтересовался возможностью создания небольшой индукционной печи. Тем болееЮ что первый свой аппарат решил модернизировать а вернее собрать новый — слишком слабоватый — варил только 2мм электродами, и не толстый металл.


Поиск данных по Вашему запросу:

Схемы, справочники, даташиты:

Прайс-листы, цены:

Обсуждения, статьи, мануалы:

Дождитесь окончания поиска во всех базах.

По завершению появится ссылка для доступа к найденным материалам.

Содержание:

  • Индукционные нагреватели своими руками: пошаговая инструкция
  • Индукционная печь для плавки металла своими руками
  • Как сделать индукционный нагреватель и печь из сварочного инвертора
  • Как сделать индукционную печь и котел отопления из инвертора
  • Как сделать индукционный нагреватель своими руками из сварочного инвертора
  • Принцип действия сварочного инвертора
  • Как сделать индукционный нагреватель из сварочного инвертора?
  • Как из инвертора для сварки сделать нагреватель
  • Как сделать индукционный нагреватель из сварочного инвертора

ПОСМОТРИТЕ ВИДЕО ПО ТЕМЕ: Индукционный нагреватель своими руками

Заботясь об уюте и комфорте своего жилища, каждый владелец загородного дома или коттеджа задумывается о том, как правильно подойти к выбору оптимальной отопительной системы. Современный рынок отопительного оборудования весьма насыщен всевозможными видами котлоагрегатов. Многие эксперты сегодня советуют выполнять монтаж газового котла , так как он является эффективным способом обогрева жилища. В таком утверждении, конечно, никто не сомневается, но что делать в том случае, когда строение расположено далеко от газовых магистралей? В таком случае, оптимальным выходом будет установка электрического оборудования для обогрева дома. Чтобы опередить скептиков, которые читая эти строки, задумываются о постоянном подорожании электроэнергии, мы предлагаем рассмотреть такой вид электрического обогрева помещения, как индукционное отопление.

У меня давно возникла такая идея ,но она нестандартная так сказать,т.

Как сделать индукционный нагреватель из сварочного инвертора

Индукционный нагреватель из сварочного инвертора доступен каждому, ведь создать его можно своими руками Каждый человек заботится о комфорте и уюте в своем жилом помещении. Особенно это касается загородных домов, коттеджей, когда встает вопрос о правильном выборе системы отопления. Современный торговые представители предлагают большое количество оборудования, вы можете выбрать любой из котловых агрегатов. Но как поступить, если, ни один из печных типов вам не подходит, а от газовой магистрали вы находитесь очень далеко? Мы рекомендуем вам в этой ситуации, ознакомиться с одним из видов электрического оборудования.

Один из способов создания неразъемных соединений из металла — это электродуговая сварка. В течение множества лет для выполнения этой операции применяли генераторы трансформаторного типа. Главный их недостаток — габаритно-весовые характеристики. Например, агрегат марки ВД весит порядка кг.


Квазирезонансный инвертор для индукционных установок

Введение

Индукционный нагрев получил широкое применение для сварки, пайки, закалки, плавления металлов, для создания низкотемпературной плазмы, а также для высокочастотного нагрева диэлектриков. Развитие индукционного нагрева идет по пути совершенствования его технологии и оборудования, включая источники питания, при создании которых используются современные средства имитационного моделирования и автоматизированного проектирования.

Источник питания является генератором переменного напряжения или тока, к выходу которого подключен, как правило, резонансный контур (параллельный, последовательный или последовательно-параллельный). В простейшем случае согласующий резонансный контур отсутствует. Стабилизация и регулирование выходных параметров в процессе технологического цикла индукционного нагрева осуществляются за счет изменения частоты, входного напряжения инвертора, путем широтно-импульсной модуляции (ШИМ), а также модуляции плотности импульсов (PDM — Pulse Density Modulation) [1].

Частотный способ регулирования резонансных инверторов напряжения широко распространен на практике, за исключением тех случаев, когда есть ограничения на изменение частоты по условиям технологии.

Амплитудное регулирование, осуществляемое изменением напряжения постоянного тока на входе инвертора, имеет свои преимущества (регулирование с постоянством частоты, минимальное содержание высших гармоник в токе индуктора). Однако есть и недостаток — низкий коэффициент мощности при использовании управляемого тиристорного выпрямителя [2]. Введение дополнительного звена постоянного тока позволяет повысить коэффициент мощности, но усложняет преобразователь [3].

В PDM интервалы генерирования импульсов чередуются с паузами. Достоинство заключается в том, что нет необходимости усложнять силовую часть источника питания. Реализуется высокий КПД во всем диапазоне регулирования. Однако возможны ограничения по требованиям технологии (способ имеет такой недостаток, как неоднородность уровней мощности).

Фазосдвигающий ШИМ выполняется в мостовых схемах, которые используются, как правило, на средних и больших мощностях.

Для относительно маломощных индукционных установок часто применяют полумостовые инверторы напряжения. Предусмотрено частотное, амплитудное, асимметричное ШИМ- (АШИМ) либо PDM-регулирование. Вследствие асимметрии выходного напряжения АШИМ приводит к появлению в токе индуктора высших гармоник. Гармонический состав тока улучшается с усложнением согласующего резонансного контура.

Полумостовой транзисторный инвертор напряжения является базовой схемой для маломощных источников питания, работающих в широком диапазоне частот (десятки-сотни килогерц). В совокупности с резонансным контуром инвертор относится к классу резонансных инверторов, процессы в которых хорошо изучены.

 

Квазирезонансный инвертор

Анализ

В данной статье анализируются процессы в полумостовом квазирезонансном инверторе с дозированной передачей энергии применительно для индукционного нагрева. Некоторые возможные схемные решения таких инверторов представлены на рис. 1 [4–6]. Одно из достоинств ИДПЭ — параметрическая стабилизация мощности. К другим достоинствам следует отнести мягкую коммутацию силовых ключей как на этапе включения, так и на этапе выключения. Ограничение токовых перегрузок (при работе фиксирующих диодов) определило использование такого схемного решения и в резонансных инверторах [7].

Рис. 1. Возможные схемные решения полумостовых инверторов с дозированной передачей энергии

Результаты исследований ИДПЭ в преобразователях постоянного тока при работе на активную (линейную и нелинейную) и емкостную нагрузку приведены в [5, 6, 8] и ряде других публикаций. Характеристики ИДПЭ на переменном токе исследованы недостаточно. Наиболее детально про­анализирована работа такого инвертора на активную нелинейную нагрузку [4] (без согласующего резонансного контура), в которой выявлено наличие параметрической стабилизации выходной мощности при постоянстве рабочей частоты инвертора и предложены технические средства для ее расширения. Однако диапазон стабилизации мощности невелик и ограничивается примерно двукратным изменением сопротивления цепи нагрузки.

Представляет интерес исследование работы ИДПЭ на параллельный резонансный контур. Есть как минимум три причины для этого. Первая — предполагается, что зона стабилизации мощности в такой конфигурации будет расширена. Вторая — возможность значительного повышения тока индуктора по отношению к току инвертора без использования согласующего трансформатора. И наконец, третья — возможность регулирования мощности на постоянной частоте собственными средствами инвертора при низком уровне высших гармоник в токе индуктора.

Стабильность мощности в широком диапазоне изменения параметров нагрузки (эквивалентного сопротивления) определяет высокую скорость нагрева изделия и, соответственно, производительность установки. Желательно иметь широкую зону стабилизации и регулирования мощности при сравнительно постоянной частоте инвертора. Другим важным фактором является эффективность нагрева, которая в значительной степени определяется потерями мощности в силовых элементах. При работе на повышенных частотах важно создать условия мягкой коммутации силовых полупроводниковых ключей.

Особенность квазирезонансного преобразователя заключается в изменении структуры резонансной цепи по окончании перезаряда дозирующего конденсатора. Резонансная цепь на всех возможных интервалах помимо элементов L1, С1, R цепи нагрузки Zн содержит реактор L, а на интервалах перезаряда дозирующего конденсатора C, соответственно, этот конденсатор (рис. 2).

Рис. 2. Эквивалентные схемы замещения ИДПЭ на различных интервалах работы

Изменяемая структура резонансной цепи не позволяет говорить о резонансном режиме ИДПЭ. Нельзя использовать классические методы расчета, применяемые для резонансных инверторов. Представляет интерес квазирезонансный режим, совпадающий по известным признакам с резонансным. Первая задача — найти условия существования этого режима, а также характеристики ИДПЭ в области его существования. Вторая задача — провести исследования возможных способов регулирования и стабилизации выходной мощности ИДПЭ (частотного, АШИМ и PDM).

Анализировалась работа ИДПЭ с параллельным резонансным контуром Zн. Индуктивность L последовательного резонансного контура в общем случае представляет собой собственно индуктивность инвертора плюс индуктивность рассеивания обмоток согласующего трансформатора (при его использовании), L1 — индуктивность индуктора, С1 — емкость компенсирующего конденсатора.

Приняты следующие положения:

  • При работе ИДПЭ на параллельный контур возможна реализация режима параметрической стабилизации мощности в широком диапазоне изменения активного сопротивления индуктора на квазирезонансной частоте и вблизи нее.
  • Квазирезонансный режим характеризуется переходом выходного тока инвертора (тока реактора L) через ноль в момент коммутации (включения и выключения) силовых управляемых ключей, то есть фазовый сдвиг тока относительно напряжения на этих ключах равен нулю. В этом режиме существуют только 2 этапа. Первый — этап перезаряда дозирующего конденсатора с отбором мощности от источника питания (рис. 2в) и второй — передачи энергии от реактивных элементов в активную нагрузку (рис. 2г). Циркуляция мощности между источником питания и контуром нагрузки отсутствует.
  • На квазирезонансной частоте цепь нагрузки Zн имеет емкостной характер. При этом существует искомая эквивалентная емкость цепи нагрузочного контура, при которой реализуется квазирезонансный режим.

Эквивалентная емкость должна быть несколько больше емкости дозирующего конденсатора, поскольку резонансная частота этапа перезаряда дозирующего конденсатора выше квазирезонансной. Поэтому поиск осуществлялся для возможных значений Cэ = (1…2)С при фиксированных значениях параметров других реактивных элементов и частоты.

Исследование проводилось на имитационной модели (рис. 3), выполненной в среде Multisim. Для реализации квазирезонансного режима во всем диапазоне изменения активного сопротивления индуктора имитационная модель инвертора дополнена схемой синхронизации импульсного модулятора. Синхроимпульсы формируются в момент перехода выходного тока инвертора (тока реактора L) через ноль.

Рис. 3. Схема имитационной модели ИДПЭ, нагруженного на параллельный контур

Имитировался преобразователь мощностью P = 1600 Вт на идеальных силовых элементах, питающийся от источника напряжения V = 400 В. Частота генератора устанавливалась равной собственной частоте инвертора. Емкость дозирующего конденсатора вычислялась по формуле (2). Индуктивность выходного реактора инвертора рассчитывалась по формуле (5). Начальная емкость компенсирующего конденсатора была выбрана из условия, что собственная частота параллельного контура равна собственной частоте инвертора. Далее значение емкости компенсирующего конденсатора увеличивалось. Исследовалось влияние значения этой емкости на активную мощность в индукторе в заданном диапазоне изменения сопротивления индуктора.

Рис. 4. Осциллограммы токов и напряжений в силовых элементах при работе на «квазирезонансной» частоте (V = 400 B; f = 100 кГц; С = 100 нФ; С1 = 380 нФ;
L = 25 мкГн; L1 = 10 мкГн; R1 = 0,5 Ом)

На рис. 4 приведены осциллограммы токов и напряжений, характеризующие работу схемы в квазирезонансном режиме. Векторная диаграмма действующих значений токов и напряжений показана на рис. 5.

Рис. 5. Векторные диаграммы токов и напряжений инвертора

Результаты анализа

Результаты исследования представлены на рис. 6 в виде нормализованных зависимостей мощности, параметров индуктора и компенсирующей емкости при заданных параметрах инвертора:

Рис. 6. Нормализованные зависимости мощности от сопротивления индуктора на рабочей частоте инвертора f = f0 при различных значениях СЭ

  • частота инвертора:

  • активная мощность, отбираемая от источника питания:

  • эквивалентная емкость:

  • активное сопротивление индуктора (добротность ):

В формулах (1–4):

  • собственная частота инвертора:

  • эквивалентная емкость параллельного контура:

В формулах (1–6): V — напряжение источника питания; f — рабочая частота инвертора; С — емкость дозирующего конденсатора; L1 — индуктивность индуктора; R — активное сопротивление индуктора; С1 — емкость компенсирующего конденсатора.

В качестве искомого использовался параметр СЭ*, представляющий собой эквивалентную емкость параллельного контура (6), нормированную относительно емкости дозирующего конденсатора. Активная мощность и ширина зоны ее стабилизации достигает оптимального значения при значении СЭ* = 1,3. При дальнейшем увеличении СЭ* > 1,3 мощность уменьшается, а зона стабилизации сужается. При значениях ниже СЭ*< 1,3 появляются режимы, в которых выходной ток инвертора опережает по фазе напряжение на силовых ключах, что недопустимо из-за жесткой коммутации. Активная мощность индуктора в этой зоне уменьшается.

При заданном отклонении мощности в пределах ±5% ширина зоны ee стабилизации составляет R* = 0,03…0,75 (Q = 33,3…1,33, cosφ=1/1+Q2 = 0,03…0,6) для СЭ* = 1,3 и R* = 0,07…0,7 (= 14,3…1,43; cosφ = 0,068…0,57) для СЭ* = 1,4, что соответствует 25-кратному и 10-кратному изменению сопротивления нагрузки.

В [9] даны оценочные характеристики добротности Q и cosφ нагрузки для типичных технологических процессов индукционного нагрева (таблица). Анализ показывает, что требуемый диапазон изменения параметров нагрузки перекрывается ИДПЭ с параллельным резонансным контуром даже без использования согласующего трансформатора. Применение же согласующего трансформатора позволяет иметь гальваническую развязку цепей индуктора и инвертора, а также несколько уменьшить загрузку по току силовых полупроводниковых ключей и дозирующего конденсатора.

Таблица. Оценочные характеристики добротности Q и cosj для типичных технологических процессов индукционного нагрева

Процесс

Добротность Q

cosφ

Закалка

3,2–2,3

0,3–0,4

Ковка

9,9–4,8

0,1–0,2

Отжиг и нормализация

6,6–3,9

0,15–0,25

Пайка и сварка

9,9–4,8

0,1–0,2

Расплавление

19,9–9,9

0,05–0,1

На рис. 7 приведены зависимости мощности, частоты, cosφ от сопротивления индуктора в режиме отслеживания режима квазирезонанса (работает схема синхронизации). Такое управление позволяет обеспечить надежную работу инвертора с минимальными потерями в силовых ключах без риска выхода в режим опережающего тока инвертора. Видно, что стабилизация мощности сохраняется в широком диапазоне изменения параметров индуктора, подобно тому, как это происходит при работе на постоянной частоте.

Рис. 7. Зависимости мощности, частоты и коэффициента мощности индуктора от его сопротивления при поддержании системой управления квазирезонансного режима

Расчет параметров инвертора и параллельного контура:

  • Номинальная частота устанавливается равной собственной частоте инвертора f = f0. По номинальной мощности, частоте и входному напряжению инвертора рассчитывается емкость дозирующего конденсатора (2).
  • Определяется выходная индуктивность инвертора по (5). При наличии согласующего трансформатора учитывается значение индуктивности рассеяния.
  • Принимается СЭ* = 1,3. Емкость компенсирующего конденсатора рассчитывается исходя из требуемой индуктивности индуктора по формуле (6) с учетом (3).
  • Ориентировочный расчет токов и напряжений в силовых элементах:
  • По заданному току и минимальному активному сопротивлению индуктора (минимальному коэффициенту мощности или максимальной добротности индуктора) определяют действующее значение тока индуктора

  • Находят напряжение на индукторе (напряжение на компенсирующем конденсаторе) и угол сдвига относительно тока индуктора:

  • Определяют ток в компенсирующем конденсаторе и угол сдвига относительно тока I1:

  • Путем сложения векторов токов индуктора и компенсирующего конденсатора определяют действующее значение и фазовый сдвиг выходного тока инвертора:

  • При высокой добротности индуктора (φ→0,5π; φ→π) выходной ток инвертора можно рассчитать по упрощенному выражению:

  • Определяют загрузку по току силовых транзисторов и фиксирующих диодов, полагая, что выходной ток инвертора синусоидальный .  Время перезаряда дозирующего конденсатора рассчитывают по формуле:

Используя полученные выше формулы, определяют токи и напряжения на силовых ключах и других элементах инвертора при загруженном индукторе.

Значения параметров, а также токов и напряжений уточняют на имитационной модели с использованием моделей выбранных силовых элементов.

Перегрузку по току и напряжению элементов инвертора при его включении на незагруженный индуктор (R1 0) можно приближенно оценить, полагая, что амплитуда тока на этапе перезаряда дозирующего конденсатора определяется по формуле:

Формула является приближенной, поскольку не учитывает изменение мгновенного значения напряжения на компенсирующем конденсаторе на указанном выше этапе. Значение амплитуды может быть вычислено так же, как разность амплитуд тока компенсирующего конденсатора и индуктора:

Решая совместно (16) и (17), получим расчетную формулу для напряжения на индукторе:

где  — резонансная частота параллельного контура.

Следует учитывать, что в режиме поддержания системой управления квазирезонансного режима напряжение на компенсирующем конденсаторе (соответственно, на индукторе и реакторе инвертора) может достигнуть недопустимого значения. Поэтому во избежание аварийных режимов следует предусмотреть защиту, реализующую отключение инвертора при ненагруженном индукторе. Как видно из формулы (18), в идеальном случае (без учета потерь в индукторе и других силовых элементах инвертора) имел бы место режим, когда напряжение на компенсирующем конденсаторе VC1m→∞. Условия его существования нетрудно найти, приравняв знаменатель формулы (18) к нулю.

 

Способы регулирования

Параметры индуктора изменяются в процессе технологического цикла. При нагреве и плавлении немагнитных материалов изменяется эквивалентное активное сопротивление индуктора, при этом индуктивность практически не меняется. При нагреве ферромагнетиков помимо сопротивления изменяется индуктивность индуктора, которая достаточно резко падает при переходе точки Кюри (при плавлении), что автоматически приводит к повышению частоты при работе схемы синхронизации. Кроме того, возможно изменение напряжения на входе инвертора в зависимости от изменения сетевого напряжения. Поэтому требуется обеспечить регулирование мощности в течение всего цикла нагрева.

Рис. 8. Осциллограммы токов и напряжений в силовых элементах при реализации АШИМ (V = 400 B; f = 100 кГц; D = 70%; С = 100 нФ; С1 = 380 нФ;
L = 25 мкГн; L1 = 10 мкГн; R1 = 0,5 Ом)

Для рассматриваемых схем допустимо амплитудное регулирование путем изменения напряжения на входе инвертора, частотное регулирование, АШИМ и PDM. Эти способы и их комбинацию можно успешно использовать для стабилизации и регулирования мощности при возможных изменениях параметров нагрузки и входного напряжения инвертора. В качестве иллюстрации на рис. 8 и 9 изображены осциллограммы токов и напряжений при реализации в квазирезонансном инверторе АШИМ и PDM соответственно.

Рис. 9. Осциллограммы токов и напряжений в силовых элементах при реализации PDM на частоте 4 кГц (V = 400 B; f = 100 кГц; С = 100 нФ; С1 = 380 нФ;
L = 25 мкГн; L1 = 10 мкГн; R1 = 0,35 Ом)

Наиболее экономически целесообразной является организация PDM-регулирования мощности совместно с автоматической настройкой частоты на квазирезонансную.

Рис. 10. Регулировочные характеристики инвертора при частотном регулировании

На рис. 10 и 11 приведены регулировочные характеристики при частотном регулировании и АШИМ, полученные с помощью имитационной модели. При частотном регулировании, как видно на рис. 10, относительно небольшое увеличение частоты приводит к ощутимому изменению мощности. АШИМ требует намного более значительного изменения коэффициента заполнения D для регулирования мощности.

Рис. 11. Регулировочные характеристики инвертора при использовании АШИМ

При расчете инвертора для конкретной установки следует учитывать изменение индуктивности индуктора и напряжения питания инвертора. Целесообразно расчет параметров инвертора провести, исходя из максимально возможного значения этой индуктивности и минимально допустимого входного напряжения. В таком случае при уменьшении индуктивности и изменении напряжения питания система регулирования имеет возможности для поддержания заданной номинальной мощности.

 

Заключение

Анализ схем ИДПЭ позволяет сделать вывод о целесообразности их использования в индукционных установках, где требования поддержания заданного уровня мощности являются приоритетными для обеспечения высокой производительности и КПД.

Наиболее эффективным является применение ИДПЭ для питания устройств нагрева и плавления немагнитных материалов, а также для создания низкотемпературной плазмы в электрофизических, электротехнологических и светотехнических установках. То есть там, где в процессе работы изменяется активное сопротивление нагрузки, при этом значение индуктивности индуктора остается практически неизменным.

ИДПЭ, нагруженный на параллельный резонансный контур, обеспечивает широкую зону стабилизации мощности. Определены оптимальные соотношения для параметров ИДПЭ и параллельного резонансного контура для реализации на квазирезонансной частоте параметрической стабилизации мощности с точностью до 5% при 25-кратном изменении активного сопротивления нагрузки.

Высокая эффективность инвертора определяется низкими динамическими потерями в силовых ключах, а также возможностью регулирования мощности внутренними средствами, используя частотное регулирование, модуляцию плотности импульсов (при сохранении квазирезонансного режима) или асимметричный ШИМ.

Литература

  1. Nagarajan B., Sathi R. R. Phase Locked Loop based Pulse Density Modulation Scheme for the Power Control of Induction Heating Applications. — Journal of Power Electronics, Vol. 15, No. 1. January 2015. 
  2. Design of an IGBT-based LCL-Resonant Inverter for High-Frequency Induction Heating. 
  3. Высокочастотный преобразователь на IGBT для индукционного нагрева. promel2000.com/index.php/ruspublic/23-indheat
  4. Обжерин Е. А. Разработка инверторов с дозированной передачей энергии с улучшенными статическими характеристиками для работы с натриевыми лампами высокого давления. Автореферат диссертации. МЭИ, 2006.  
  5. Поляков В. Квазирезонансные преобразователи с дозированной передачей энергии // Силовая электроника. 2014. № 5.
  6. Highly Efficient Switch-Mode 100 kV, 100kW Power Supply for ESP Applications. Нigh voltage reference manual. Spellman High Voltage Electronics Corporation. 4/2014 REV.4. spellmanhv.com
  7. onsemi.cn/pub_link/Collateral/AND8479-D.PDF
  8. Булатов О. Г., Царенко А. И., Поляков В. Д. Тиристорно-конденсаторные источники питания для электротехнологии. М.: Энергоатомиздат, 1989.
  9. Кук Р., Лавлесс Д., Руднев В. Согласование с нагрузкой в современных системах индукционного нагрева // Силовая электроника. 2007. № 2.

Что такое индуктор солнечного инвертора?

Инверторный индуктор обычно состоит из каркаса, обмотки, магнитного сердечника или железного сердечника, защитного покрытия, упаковочного материала и т. д. Это компонент, который может преобразовывать электрическую энергию в магнитную и хранить ее. Конструкция катушки индуктивности аналогична структуре трансформатора, но только с одной обмоткой. Самая большая особенность индуктора заключается в том, что ток не может измениться внезапно, а может только постепенно увеличиваться или уменьшаться. Именно с помощью этой функции индуктор может преобразовать прерывистый прямоугольный ток постоянного тока в непрерывный синусоидальный ток. Фотоэлектрические модули являются источниками постоянного тока и сами по себе не создают электромагнитных помех. Чтобы снизить затраты, некоторые производители инверторов отказываются от синфазной индуктивности DC EMI инвертора. Фактически, из-за очень высокой скорости переключения силовых устройств инвертора генерируются большие синфазные помеховые токи, которые передавались бы на кабели и компоненты постоянного тока без индуктивности синфазных электромагнитных помех постоянного тока. В это время компонент будет действовать как антенна и создавать электромагнитные помехи, которые будут влиять на нормальное использование периферийных бытовых приборов пользователя, таких как телевизоры, радиоприемники и другое оборудование.

Какова функция индуктора в солнечном инверторе?

Индуктор является одним из наиболее важных компонентов в солнечных инверторах, в основном для накопления энергии, усиления, фильтрации, устранения электромагнитных помех и т. д. Использование индуктивности, заполненной клеем, может снизить температуру внутри солнечного инвертора и индуктивность, а также может значительно улучшить производительность индуктивности и долговечность. В фотогальваническом инверторе обычно имеется четыре типа индукторов: индуктор общего режима постоянного тока, индуктор повышения напряжения, индуктор фильтра и индуктор общего режима переменного тока.

Причины нагрева индуктора солнечного инвертора

Нагрев индуктора солнечного инвертора может быть вызван чрезмерными потерями в индукторе. Потери катушки индуктивности – это потери на сопротивление катушки и потери на магнитопровод.

Потери в катушке

Потери в катушке связаны с сопротивлением катушки и величиной тока. Как правило, нет возможности уменьшить ток, поэтому мы можем найти способ только от сопротивления катушки. Меры могут быть приняты следующие.

  1. Увеличьте диаметр проволоки. Этот метод может быть ограничен формой и размером магнитного сердечника. Если он слишком толстый, он может не обернуться;
  2. Сократите длину провода. Этот метод приведет к уменьшению индуктивности при неизменном материале магнитопровода. Если индуктивность должна оставаться неизменной, необходимо заменить магнитопровод с более высокой проницаемостью;
  3. Если индуктор работает на высокой частоте, на проводе будет скин-эффект, то есть ток течет по поверхности провода, как показано на рисунке ниже, в этом случае коэффициент использования провод небольшой, и метод, который можно рассмотреть Одножильный провод заменяется многожильным проводом и наматывается параллельно, что также может уменьшить потери катушки.

Потери в сердечнике

Потери в сердечнике в основном состоят из потерь на гистерезис и потерь на вихревые токи. Потери на гистерезис связаны с петлей гистерезиса материала магнитопровода, которая пропорциональна размеру площади, окруженной им. Br — остаточная намагниченность, Hc — коэрцитивная сила. Эти две характеристики являются неотъемлемыми характеристиками магнитного сердечника. Оба параметра также определены как остающиеся неизменными.

Максимальная плотность магнитного потока и максимальная напряженность магнитного поля связаны с рабочим состоянием цепи. Уменьшение пульсаций тока катушки индуктивности может уменьшить потери на гистерезис катушки индуктивности. Когда индуктивность постоянна, уменьшение пульсирующего тока требует увеличения частоты, но увеличение частоты увеличивает потери в сердечнике.

pwm — конструкция выходной катушки индуктивности инвертора 50/60 Гц

Я собираюсь сделать предположение о подходящем ферритовом материале (и форме сердечника), чтобы посмотреть, что получится. Я понятия не имею, наткнусь ли я на сердечник, подходящий для требований OP, но процесс будет одинаковым, будь то ферритовый, железный или порошковый сердечник. Я выбираю ферритовый вариант, потому что знаю, что потери на частоте переключения ШИМ будут лучше, и я делал это раньше на аналогичных работах.

Конструкция выходной катушки индуктивности зависит от нескольких вещей, и для себя я хотел бы установить, какова частота переключения ШИМ, поэтому сейчас я собираюсь предположить, что она составляет 50 кГц — эта частота должна быть намного выше, чем 50 кГц. Форма волны в Гц, которую вы пытаетесь реконструировать, потому что выходной фильтр индуктивности должен выполнять две задачи: —

  • Удалить остатки ШИМ 50 кГц, оставив гладкую форму волны 50 Гц
  • Не ослаблять частоту сети 50 Гц

Оба противоположны — вам нужны большие значения индуктивности, чтобы избавиться от ШИМ, но вы хотите, чтобы меньшие значения индуктивности оставляли сигнал мощности переменного тока свободным для прохождения через него. Частота среза фильтра нижних частот должна быть так же далека от 50 Гц, как и от 50 кГц, и это можно определить по: —

\$F_C = \sqrt{50\times 50,000} = 1581 Гц\$

Далее необходимо определить значения фильтров L и C. Что здесь приходит на ум, так это то, что вы не хотите, чтобы C был настолько большим, чтобы через индуктор проходил значительный дополнительный ток частотой 50 Гц из-за того, что конденсатор потребляет большие реактивные токи. Насколько большим может быть C? Я собираюсь сделать дикий удар в темноте и сказать 10 мкФ — это импеданс на частоте 50 Гц 318 Ом, и это означает, что реактивный ток будет около 786 мА на синусоидальном сигнале 250 В RMS.

По сравнению с 20 А, требуемыми для нагрузки, это довольно мало, поэтому емкость можно увеличить до 30 мкФ. На данный момент это своего рода компромисс — я знаю, что слишком большой реактивный ток добавляется к реальному току нагрузки и заставляет сердечник дросселя насыщаться раньше. Это вызывает проблемы с рассеиванием тепла и может в экстремальных ситуациях привести к тому, что резонансная частота LC поднимется до частоты ШИМ и приведет к значительному потреблению тока и потенциально массивным пикам формы волны. Помните, что LC также действует как последовательная LC-цепь с обратным проводом, и при резонансе это будет выглядеть как короткое замыкание с чрезвычайно высокими пиками частоты ШИМ на конденсаторе. 92\cdot C}\$ = 337\$\mu H\$

Далее следует выбор материала сердечника, и я собираюсь рассмотреть для него какой-нибудь ферритовый материал (при условии, что это возможно сделать с использованием ферритов). ).

Очевидно, что 337 мкГн не является проблемой для ферритов, но ток насыщения может быть проблемой. Преобладающий ток насыщения находится на частоте 50 Гц и составляет 20 А (среднеквадратичное значение) (пиковое значение 28 А). Вы должны посмотреть на кривые B-H различных ферритов, чтобы увидеть, вызовет ли 28A значительное насыщение.

Как вы это делаете?

B — плотность потока, H — напряженность магнитного поля. H — это ампер-витки на метр, а «метр» относится к средней длине сердечника. Делая это как можно большим, мы уменьшаем H и, следовательно, уменьшаем насыщенность. Делая «витки» как можно меньше, мы также уменьшаем H. Мы, конечно, ничего не можем сделать с усилителями.

Я собираюсь выбрать материал 3C92 от ferroxcube — он рекомендован ferroxcube для силовых катушек индуктивности. Вот его основные детали: —

Если вы посмотрите на нижний правый график, он показывает кривую B-H, и я бы сказал, что значение H не более 100 ампер-витков на метр является хорошим началом. Он будет насыщать, но не настолько, чтобы чрезмерно греться, уменьшать индуктивность и пропускать частоты ШИМ.

Следующим шагом является поиск сердечника из материала 3С92. Я выбрал тип, с которым я знаком, планарный феррит E64: —

Если вы посмотрите на одну из таблиц выше, вы увидите, что эффективная длина двух половинок сердечника составляет 79,9 мм. Теперь у вас есть все числа, чтобы определить, будет ли проблема с насыщением, но сначала вам нужно использовать цифру \$A_L\$, чтобы определить, сколько витков необходимо для достижения 337 мкГн. 3C92 без зазора имеет показатель \$A_L\$ 11 200 нГн на виток (в квадрате), а с 5 витками вы получите индуктивность 25 x 11,2 мкГн = 280 мкГн. 6 витков дают 403 мкГн.

Допустим, 6 витков оптимально (это уменьшит рассчитанную выше емкость 30 мкФ). Однако вырисовывается большая проблема — 28 А и 6 витков, разделенных на 0,08 метра, дают поле H 2100 — намного больше, чем 100 ампер-витков на метр.

Далее необходимо установить воздушный зазор. Это снижает эффективную проницаемость материала и снижает насыщение для данного поля H. Если вы посмотрите на приведенную выше таблицу для материала 3C90, вы увидите, что существуют версии с зазором, и они дают вам представление о том, насколько снижается проницаемость для данного зазора. Поскольку снижение проницаемости напрямую снижает B при том же значении H, введение зазора, скажем, в 1,1 мм уменьшит проницаемость примерно в 23 раза (используя приблизительные числа для 3C9).0). Это означает, что H может увеличиться в 23 раза для достижения того же уровня насыщения.

Итак, теперь мы можем использовать значение H, равное 2300 ампер-витков на метр, НО \$A_L\$ уменьшилось до 0,63 мкГн на виток (в квадрате), поэтому для «восстановления» требуемой индуктивности нам нужно около 23 витков . Но увеличение количества витков с 6 до 23 означает увеличение поля H примерно в 4:1 раза, так что теперь становится очевидным, что выбранный мной сердечник не будет достаточно «мужским» для работы.

Вкратце о плоском сердечнике E64 из 3C92 материал: —

Я могу получить примерно 337 мкГн с 23 витками и зазором 1,1 мм, но поле H в ампер-витках на метр будет 28 x 23/0,08 = 8050, а с зазором 1,1 мм я не должен Я бы не стал управлять сердечником с полем H больше 2300.

Что бы я сделал дальше, так это искал сердечник, эффективная длина которого в 4 раза больше, чем 80 мм, производимые двумя планарными сердечниками E64. Тем не менее, скорее всего, будет несколько итераций «высоси и посмотри», прежде чем можно будет выбрать феррит, соответствующий спецификации. Одна вещь, которую следует пересмотреть, — это емкость 30 мкФ — если выбрать 100 мкФ, индуктивность снизится примерно до 100 мкГн и потребуется меньше витков. Есть много вещей, чтобы попробовать и увидеть.

Это будет тот же процесс для других типов сердечника — вычисление количества витков для достижения индуктивности, затем вычисление поля H, чтобы увидеть, насыщается ли сердечник. Игра со значением емкости и зазором позволит оптимизировать ситуацию, но для феррита ясно, что зазор будет необходим. Если требование OP было 5A RMS, то это выполнимо с набором сердечников E64 с зазором около 1 мм.

РЕДАКТИРОВАТЬ

При некотором тщательном рассмотрении можно увеличить резонансную частоту LC до 5 кГц (одна десятая частоты ШИМ). Это означает, что индуктор (ранее 337 мкГн) уменьшается до 33,7 мкГн: — 9{-6}}}\$ = 5005 Гц.

Количество витков на сердечнике с зазором 1 мм теперь будет равно 7, и это означает 3,3-кратное уменьшение поля H — ранее использовалось 23 витка, поэтому это означает, что для достижения того же насыщения поля B сердечник может работать при 3,3 раз больше текущего. Это означает, что «рабочие» ампер-витки на метр составляют: —

\$\dfrac{28\times 7}{0,08}\$ = 2450, и это довольно близко к тому, что может выдержать сердечник E64 с зазором в 1 мм. Возможно, если бы емкость была удвоена до 60 мкФ, это сработало бы, но у меня все равно возникло бы желание использовать ферритовый сердечник большего размера.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *